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　Ｃ２６５５または同類のトランジスターが復活しそうであるが、問題は充分なドライブ能力があるかどうか？
　ブースター段にＦＥＴを使う前提で、以前候補として選択した２ＳＫ１３３４と２ＳＪ１８６を実際に用意。そのゲートに出力を接続した。まずはＦＥＴゲートの電位変化を測定する。

　ＦＥＴを接続しないで計測した昨日のパターンとほぼ全く同じである。Ｑ１とＱ２は２つ合わせてゲート容量が１５０ｐＦ程度。それをドライブするには充分過ぎる能力があるようだ。つまり、トランジスターＯＦＦ時に数十μ秒を要しているのはＦＥＴゲート容量が主因ではなく、トランジスターそのものに遅い理由があるのだろう。
　となると、ゲート容量６ｐＦしかない２ＳＫ１８２７のゲート電荷を抜くのに理論値の数百倍の時間を要した理由が分からない・・・

　今度は、ＦＥＴブースターの出力側を測定する。Ｋ１８２７ほどではないがＪ１８６とＫ１３３４も小さなチップ型なので、扱い易いようにピンヘッドに取り付けてある。

　

　綺麗なパターンが現れた。さすがＦＥＴである。出力がデジタル的であり、トランジスターで劣化した矩形パターンを綺麗に復活させましたの図。しかも、完全に０Ｖから５Ｖまで振れている。
　データシートからでは５Ｖで完全動作するかどうか確信を持てず、実運用時はＶｃｃを６Ｖにせねばならないのでは？と思っていた。だが、５Ｖで問題無さそうだ。これは大きい。Ｖｃｃが５Ｖで良いならＩＧＢＴゲートの定格はストライクど真ん中だし、Ｃ２６５５も大丈夫。

　更に、ＩＧＢＴのゲートを接続して同じ場所を測定した。波形は全くナマってません。１５０Ａに耐えられる大容量のＩＧＢＴを４パラなので、ゲート容量は１５０００ｐＦを越える。その容量を全く問題にせず強烈にドライブしている★
　ブースター段はＦＥＴを使うのが正解だったし、選定したＦＥＴも完璧にビンゴだった。これまでが余りに誤算だらけだったのだから、最後くらいは恐ろしい位に計算通りでもバチ当たらないでしょ？

　光ゲートドライバーの開発は難航したが、苦労を重ねた甲斐はあって素晴らしいものが出来そうである。
　Ｃ２６５５よりもＯＦＦ時の反応速度が速いかもしれないトランジスターを何種類か集めて実測し、最終的なパーツを確定させれば組み立て出来る。

　ＩＧＢＴゲートの駆動波形はＰＩＣがＬＥＤを光らせたオリジナル波形と比較すると５０μ秒近く幅が広がってしまっている。しかし、ＩＧＢＴに与えるパルスの幅は最小でも１５０μ秒以上はあるので、ＬＥＤに与えるパルスの幅を最初から狭くしておけば良い。また、コイルガンを構成する複数のコイルに与える電流は、相互の相対的なタイミングだけが問題である。だから、信号が遅延してもタイミングが毎回一定になるなら問題ではない。

　見た目恐ろしくシンプルなこの回路は、大変な試行錯誤と苦労の末に出来上がったものである。もし完成回路図だけがホームページで公開されていれば、裏に隠されたものは誰も想像出来ないだろう。

　用途によっては全く使い物にならないが、シンクロトロン型コイルガンには完全に使用可能だ。

　実使用時にベース電荷みたいな概念が存在するのでは、トランジスター使うメリット無いじゃん
(;_;)
　フォトトランジスターの増幅にＦＥＴを使うことにする。無駄に耐電流やＯＮ抵抗が大きくその代償としてゲート電荷の大きなものは不可である。ギリギリまで耐電流が小さくＯＮ抵抗が大きい代わりに、ゲート電荷の小さなものでなくてはならない。選定したのは２ＳＫ１８２７である。ＯＮ抵抗何と２０Ωもあるのだが、６０１Ａの増幅に使うなら全く問題ではない。
　ゲート電荷は６ｐＦしかない。微小なチップ品なので、扱い易いようピンヘッドにハンダ付けする。

　６ｐＦであればＲ２に１００ＫΩを使用しても１μ秒程度でゲート電荷を５Ｖから１Ｖまで放出可能だ。２００ＫΩにして感度を倍増させても２μ秒。抵抗が１本余計に必要となるが、パーツが小さいので抵抗もついでにチップ型を使い基板を起こせば、レーザーポインターの制御基板みたいなコンパクトな品が作れるだろう。
　ところが、最初にＲ１とＱ３の接続部分・・・すなわち出力電圧を測定したらＯＮになったまま戻らない。そこで、上図のようにＱ３のゲート電位から測定してみた。すると、余りに予想外の波形が現れた。

　６０１Ａに光が当たらなくなり電流が途絶えると、Ｑ３のゲート電荷はＲ２を通じてＧＮＤに逃げる。Ｒ２として１００ＫΩを入れた場合のＱ３ゲート電位だが、異様に落ちるのが遅い。想定の数百倍の時間を要している？！

　試しにＲ２に１ＫΩとすると、それなりにマトモな時間でゲート電荷が抜けた。だが、１ＫΩでは光検出感度が全くアップせず、増幅Ｑ３を入れる意味が皆無である。

　これはどういうことだ？
　ゲート電荷６ｐＦを抜くのに、どうしてこれほど異様に長時間を要するのだ？
　いずれにしろ、ＦＥＴ増幅は失敗だ。

　

２ＳＡ１９７２

　トランジスターによる６０１Ａの増幅では最も性能の良かったＡ１９７２を再度引っ張り出してみた。
　光が当たった場合に電位が下がる構成に組み直す。
　出力電圧の変化を測定する。

　何と、以前の測定の面影が全く無い悲惨なパターンが現れた。どいつもこいつも何やってんだ！
　しかし実は、Ａ１９７２が悲惨じゃないかという予感はあったのだ。このパターンを目にしてほぼ確信に変わった。確かにトランジスターの機種による個体差はあるが、それより遙かに決定的な条件がありそうだ。
　６０１Ａの増幅にトランジスターを使用し、光ＯＦＦ時の反応が比較的良かった場合と論外に悪い場合。それを分ける条件がある。

　６０１Ａに入射していた光が途絶えた瞬間に、トランジスターのエミッターとベースの電位差が大きければコレクター電流は高速に停止する。電位差が小さければ、なかなか停止しない。

・・・のではないか？さっそく仮説の検証だ。

　

２ＳＣ２６５５

　主犯またまた登場である。仮説が正しければ、６０１ＡのアノードをＶｃｃに直結することでＣ２６５５のゲート電位を高くしてやればＯＦＦ時の反応が高速化されるだろう。

　６０１Ａのアノード・カソード間電圧は０．２５Ｖである。最大０．４Ｖ。Ｃ２６５５のベース電位はＶｃｃよりそれだけ低くなり、５Ｖ安定化電源では４．６〜４．７５Ｖとなる。エミッターは接地してるので、両者の電位差も５Ｖ近くなる。
　Ｃ２６５５のエミッター・ベース間電位差は５Ｖまでしか許されないため、ギリギリだ。更に大きな電位差が許される機種に交換せねば、Ｖｃｃを６Ｖまで上げることは出来ない。

　ＦＥＴに比べるとトランジスターでは許容されるエミッター・ベース間電位差は小さいものが多く、大半が５Ｖまでである。電位差を大きくするのは良くないとのイメージがあったので、６０１ＡのアノードをＶｃｃに直結する回路は以前ボツにした。
　だが、試してみるとビンゴだった。戦犯Ｃ２６５５が良い子Ａ１９７２より遙かに良好なＯＦＦ反応を見せたのである。

　６０１Ａの増幅にトランジスターを使うのはアリかもしれない。
　トランジスターの電流が瞬時に停止しないのはウザ過ぎるものの、回路設計次第である程度対処可能だ。Ｃ２６５５ではＶｃｃを５Ｖまでしか上げられなくなるので、他のＮＰＮトランジスターも試してみよう。ＦＥＴがそうであるように、トランジスターもスペック的には貧弱なものの方が反応良いかもしれない。
　６０１Ａの増幅には、ずっと耐電流の小さなトランジスターでも使える。

　ＦＥＴにしろＩＧＢＴにしろ、ゲートドライブにおいては電荷の充填より引き抜きが問題とされることが多いようだ。
　バイアス抵抗を使用して電流を電圧に変換する場合は特に大問題となることに、遅れ馳せながら気付いた。

　これは１ヶ月前に載せた原理図である。６０１Ａに光が当たらなくなって電流も流れまくなると、ＩＧＢＴのゲート電荷はＱ２により赤矢印のごとく急激に吸い出される。だが、重大な見落としをしていた。
　赤電流のモトとなる緑矢印のベース電流に注目。ここに大きな電流が流れるほど赤い引き抜き電流も増大する。ところが、緑電流が流れればＲ１に電位差が発生し、Ｒ１の＋側電位も高くなってしまう。

　大電流で引き抜こうとすれば、Ｒ１の＋側電位が高くなりＩＧＢＴゲート電位との差が小さくなり、流れる電流が減ってしまう。結果として、引き抜き速度が大幅に低下してしまうのだ。
　ゲート電荷を充填する場合は、Ｒ１の＋側電位が充分に上昇した後はＱ１のベース電流が増えれば増えただけ存分に大電流がＩＧＢＴのゲートに供給される。しかし、引き抜く場合はＱ２のベース電流が増えるとブレーキが掛かってしまう。この原理的問題を解決しないことには、ゲート電荷の引き抜き速度は向上しない。

　しかし、パーツ点数にこだわると解決するのは難しい。フォトトランジスターは光が当たった場合に電流が流れるが、当たらない場合は流れない。その違いがあるため、ＯＮに比べてＯＦＦはどうしても受動的となり性能が落ちる。ＯＦＦで能動的な電荷の移動を行いたければ、どうしてもパーツを増やさざるを得ない。
　定石としては、Ｒ１の−側をＧＮＤよりも低電位に接続することで、Ｒ１を流れる電流により減ってしまう電位差を補う。当然パーツは増える。

　電流ではなく電圧でスイッチングするＦＥＴをブースターとして使用することで、立ち上がり立ち下がりを鋭く出来ると期待される。この場合、ブースターＦＥＴのゲート電位を下げるとハイサイドがＯＮとなりＩＧＢＴゲートはプルアップ。ＦＥＴゲート電位を上げるとローサイドがＯＮとなりＩＧＢＴゲートはプルダウンとなる。
　つまり、＋−が逆となる。

　だから、Ｒ１の＋側をＶｃｃよりも高電位に接続するような回路となる。

　２電源化は回路の大型化を招くため、Ｄ１を挿入してブースターＦＥＴ側の電位を下げるのが普通だろう。性能的にはもっと大幅な電位差を発生させたいが、そこは回路規模とのバランスとなる。
　ダイオードが増えるがＦＥＴ方式ではＩＧＢＴゲートに接続する抵抗を省略出来そうなので、結果として全体のパーツは増やさずに済む。

　Ｄ１は回復時間など特に高速品で無くて良い。通常なら敬遠される大きな電位差を発生させてしまう品こそ好ましい。
　Ｑ１やＱ２もＯＮ抵抗が大きなものをわざわざ探した訳で、高性能を実現すべく低性能品を探すってのが面白い。動作確認は１Ｎ４００７でいいだろう。

　

基本チェック

　ＦＥＴドライブでは従来とバイアス抵抗Ｒ１の位置が変わるため、異なるパーツ構成で波形チェックをやり直さねばならない。さっさと先に進むとロクなことにならないのが身に染みたので、石橋を叩きながら一歩ずる前進しよう。

　完成したＰＩＣブレッドボードの表側。
　赤色ＬＥＤを電流制限抵抗１本でＰＩＣ直接駆動。それをＴＰＳ６０１Ａで受ける。受光系は６Ｖ前後で動作させたいが取りあえずＰＩＣ電源の安定化５Ｖをそのまま使っている。

　最初は６０１Ａにトランジスターを入れず、Ｒ１で直接プルアップする。
　そして、アノードの電位をオシロで測定する。光が当たらず６０１Ａに電流が流れない場合は５Ｖである。
　光が当たって電流が流れると、Ｒ１にも電流が流れ両端に電位差が生じる。そして６０１Ａのアノード電位が下がる。

　写真の黒いプローブがＧＮＤ、白いプローブは外部トリガーである。
　ＰＩＣはまず外部トリガー信号を発生させ、１０μ秒待ってから幅１００μ秒のＬＥＤ点灯パルスを発生させるようにした。

　これは、ＰＩＣのＬＥＤ点灯パルス。
　１０μ秒経過してから１００μ秒幅である。基本波形だ。

　そしてこれが、Ｒ１で直接プルアップされた６０１Ａのアノード電位。完全な上下逆になっていれば理想だが、そううまく行かない。どの程度理想から崩れているか良く分かる。この程度なら実用的には問題無い。しかし、短い距離で直射しているからこその波形でもある。光ファイバーを通すと、増幅無しでは使い物にならない。その増幅が現在問題となっている。

　

増幅してみる

　今度はＣ２６５５を使って増幅し、同じ場所を測定する。
　完成したと思った光ゲートドライバーを崩壊させた主犯たるＣ２６５５の登場だ。エミッターが設地しているが、それでもいい加減な波形を発生させるのだろうか？
　それとも、発光側にＬＥＤではなくレーザーモジュールを使った時の増幅仕事をしっかり果たしてくれた時のように、まっとうな矩形パターンを描き出してくれるのだろうか？

　とんでもない波形が描き出された！
　まさに犯行シーンの再現である。６０１Ａ通電時の電位低下はしっかりしているのに、光が消滅した後も延々と電位が戻らない。言うまでもなく全く使い物にならない。なぜだ！？
　Ｃ２６５５以外でも症状は改善しない。どうやらＣ２６５５だけでなくトランジスター一般の問題っぽい。

　犯行の動機を推理してみよう。
　以前は、エミッターが変動するのがマズいのでは？と思った。だが、今回は設地している。同じようにエミッターが設地しているにも関わらず、レーザーモジュールを駆動するためにＰＩＣに接続した時は綺麗な矩形パターンを描いていた。それが今回６０１Ａに接続した時は、ＯＦＦが遅い。ＯＮは遅くない。
　まさかと思うが、トランジスターにもＦＥＴやＩＧＢＴ同様に、ゲート電荷ならぬベース電荷みたいな概念があるのか？そのベース電荷を抜かないとＯＦＦしないのか？そんな馬鹿なことある訳が・・・トランジスターがそれじゃ役立たずだよ。

　パターン発生に使う５５５や、インバーター制御のＭＣ３４０６３、あるいはＰＩＣ１６Ｆ８４・・・それらロジックＩＣには吸い込み能力がある。１を出力すれば電荷の供給能力があるのは誰でもイメージ可能だろう。
　一方、０を出力すると出力ピンがある程度の抵抗値を介してＧＮＤに接続されたような動作をする。つまり、電荷の消費能力がある。ゲートに接続して０を出力すれば、ゲート電荷を吸い出せるのである。

　これに対し、フォトトランジスターには電荷の消費能力が無い。
　光が当たったいわば１のときは同じである。電流が流れるので電荷の供給能力がある。しかし、光が当たらない場合は単に電流が流れないだけであり、電荷を消費することは出来ない。ゲート容量とかベース容量という概念が仮に存在すれば、ロジックＩＣではＯＦＦ時に問題無くてもフォトトランジスターでは電荷が抜けずＯＦＦが著しく遅くなるわけだ。

　

仮説の検証

　Ｒ２を追加した。この手の作業はブレッドボードの威力が発揮される。
　もしもトランジスターにベース電荷なるものが存在すれば、Ｒ２によって電荷を抜くことが可能となりＯＦＦが高速化されるはずである。

　一方、コレクター電流はベース電流に比例するという基本動作だけが事実なら、Ｒ２の有無はＯＦＦ速度に殆ど影響を与えないはずである。
　ベース電流を供給する６０１Ａは最初に波形をチェックした通り、かなり高速で電流がＯＦＦされる。

　自分的には衝撃だった。Ｒ２の抵抗値を小さくするほどＱ３のＯＦＦが高速化されたのである！
　このパターンはＲ２に１ＫΩを使用した場合のものである。１００ＫΩだと比較により高速化されたと分かる程度の差しかない。実用上はっきり使い物になるＯＦＦ速度は１ＫΩ位食わせないと実現しない。
　トランジスターには、無視出来ない大きさのベース電荷が存在した。ふ・ざ・け・る・な！
　ベース電流が無くなればコレクター電流も即座に（数μ秒なら許す）止まりやがれ！

　ＦＥＴやＩＧＢＴで頭を悩ませるゲート電荷の問題が無いことがトランジスターの取り柄だと思っていたのに・・・トランジスターよ、お前もか！
　Ｒ２を大きくすると６０１Ａによるプルダウンが阻害される。早い話が、感度が低下する。せっかく感度アップのためにＱ３を追加したのに、スポイルされてしまう。Ｒ２に１ＫΩではＱ３の付加が無意味になりそうなほど感度低下する。
　感度を上げればＯＦＦが使い物にならない遅さ。ＯＦＦを速くすれば感度が使い物にならない悪さ。さあどうする？

　繰り返すが、この問題はロジックＩＣでは顕在化しない。フォトトランジスターだからこそ大問題となっている。
　光ゲートドライバーの開発は、当初考えたほど甘いものではなかった。

　やはりＰＩＣ用ブレッドボードを製作することにした。
　弾速測定器はそのために製作を始めたため、ＰＩＣの抜き差しが困難である他の問題を抱えている。そもそも弾速測定器として稼働を始めたら、いちいち試験用基板として使うのは煩雑となる。

　ＰＩＣ基板を仕立てる回数はこれまでかなり多く、製作が面倒だから仕立てなかった潜在的需要も考えると非常にニーズが高い。
　また、試験時に２カ所でＰＩＣを使いたくなることもあり、汎用試験基板が１つ作ってあると作業がはかどる。

　ゼロプレッシャーソケットのクロック端子に最短で引き込めるよう、水晶発振器を直接接続する。これで何とかＰＩＣ本体まで２センチ以内の引き回しになる。
　リセット端子にはプルアップ抵抗を接続。

　ブレッドボードパーツの裏側にソケットをハンダ付け。
　周辺回路への給電も考えて、ＤＣ−ＤＣコンバーターはコーセルの０．６Ａ品を使用。

　電源周りもすべてハンダ付けし、ＰＩＣの動作を安定させると同時に比較的電流食いの周辺パーツを安心して使えるようにする。
　メインスイッチは弾速測定器同様にＤＣ−ＤＣ側面へエポキシ接着。

　これにより、ゼロプレッシャー、水晶発振器、安定化電源と三拍子揃った実験装置となる★
　コーセルは入力電圧４．５〜９Ｖと広いため、ニッケル水素電池からオキシライドまでほとんどあらゆる単三電池４本が使用可能。

　ソケットの下に隠れているが、電源ピンには１０μＦのチップ積層セラコンがハンダ付けしてある。ただ、周波数特性を見ると２０ＭＨｚでは０．１μＦの方がインピーダンス低そうである。ブレッドボードの表面側に差し込めば充分だろう。

　一方の弾速測定器は、レーザー光源基板を完成させる。

　秋月レーザーモジュールを２基、並列にしてある。レーザーの反応速度は問題とならないため、安定性を重視してダイレクトドライブせずオリジナルのドライバー基板をそのまま使っている。

　バッテリー入力を三端子レギュレーターで３Ｖ安定化して供給。
　８０ミリアンペア程度なのでレギュレーターの発熱は０．２〜０．３ワット。小さなアルミ片を接着する程度で充分に処理可能だろう。

　水晶発振器を装備した高精度パルス発生可能なＰＩＣとして、製作途中の弾速測定器を使って実験してみた。
　幅１００μ秒のパルスを発生させ、１万分の１秒間だけＬＥＤを光らせる。それをＴＰＳ６０１Ａで受光し、Ａ１９７２で増幅。１ＫΩバイアス抵抗の電圧をオシロで調べる。

　根本的な問題として、ＬＥＤは１万分の１秒単発パルス発光など出来るのか？
　肉眼では弱々しく一瞬輝くのが確認出来るが、余りに発光時間が短いために暗いのか、それとも１万分の１秒ではフル発光に達する遙か前に電流が切れるので実際に暗いのか・・・測定せねば、それが分からない。

　計画中のコイルガンでは、通電時間が１００μ秒以下になることはまず考えられない。実際は２００μ秒から１ミリ秒程度の間はコイルに通電させる。つまり、１００μ秒のパルスを処理出来る性能があれば問題は生じない。
　↑などという文章が書けるのも、具体的な数値を使って設計・シミュレーションを済ませてあればこそである。

　まずは、素のパルスである。立ち上がりはそれこそ一瞬で９割方の電位に達し、立ち下がりもシャープ。
　これが、ＬＥＤとフォトトランジスターと増幅トランジスターを経由すると、どうなるか？

　計測を１６回行い、すべての結果を合成した。波形そのものもさることながら、一番知りたいのはタイミングの安定性である。少々波形が壊れていても、毎回同じタイミングで信号が上下していれば何とかなるのがシンクロトロン型コイルガンだ。
　結論から言って、最低でも数μ秒程度の安定性を持っていて欲しい、という設計上最大の要請は満たされているようだ。しかし、立ち下がり自体には数十μ秒を要する。どんなに高性能なブースター段を取り付けても、ブースターとしてトランジスターを使用する限りはこれ以上の速さでＩＧＢＴのゲート電位を下げることは出来ない。

　ＩＧＢＴのＯＦＦがトロくなると、コイル電流のブレーキングもトロくなる。コイルガンにおいては、コイル電流をいかに高速に止めるかが最重要である。
　どうやら、ゲートドライブにＦＥＴを検討せねばならないようだ。